3.5.7. Procédés de polarisation des transistors ... - Examen corrige

Principe de l'amplification avec un transistor bipolaire ..... Chacun des montages pourrait être le sujet d'une étude de plusieurs pages, mais cela sortirait du ...

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Chapitre 3 : Les circuits (suite)

par Pierre Cornélis, ON7PC rue J. Ballings, 88 1140 Bruxelles

Dans un document précédent nous avons vu
3.1. Les combinaisons de composants
3.2. Les circuits RLC série et parallèle
3.3. Les filtres
3.4. Les alimentations
nous continuons maintenant avec .

3.5. Les amplificateurs

L'énergie captée par une antenne est excessivement faible. L'énergie nécessaire pour faire fonctionner un haut parleur est plus importante. C'est pourquoi dés les premiers temps de la radio on s'est préoccuper d'amplifier des signaux. L'avènement de la triode (1907) puis celui du transistor (1949) ont été les aubaines de la radio et de l'électronique, car ces deux éléments sont les piliers de l'amplification.

L'amplification est probablement la plus importante des fonctions électroniques.

Mais on ne peut pas amplifier de façon infinie, sinon on risque l'auto oscillation, on doit prendre des précautions de façons à ne pas déformer le signal (c'est le problème de la distorsion).

On doit aussi veiller à ce qu'il n'y a pas plus de souffle sur le signal (c'est le problème du bruit propre à chaque amplificateur et celui du facteur de bruit qui en découle).

3.5.1. Principe de l'amplification

3.5.1.1. Principe de l'amplification avec un transistor bipolaire

Soit le montage à transistor de la figure ci-contre qui a pour but de tracer les courbes caractéristiques.

On peut tout d'abord tracer les caractéristiques IC (VCE) . On garde IB constant et on fait varier VCE (en faisant varier VCC par exemple) et on relève la courbe IC (VCE). Puis on fait la même chose pour une autre valeur de IB. On obtient ainsi un réseau de courbes.

On peut aussi tracer la caractéristique IB(VBE) . Notons que cette caractéristique ressemble à celle d'une diode.

La troisième courbe dont nous avons besoin est IC (IB). Cette courbe fait apparaître le rapport IC / IB que l'on appelle amplification en courant et qui est représenté par ( ou par hFE. Remarquez qu'il ne s'agit pas d'une droite !

Ordre de grandeur :
pour les transistors pour les petits signaux 100 < ( < 500
pour les transistors de puissance 10 < ( < 50
pour les transistors Darlington 500 < ( < 30000

Ce montage nous a permis de relever les courbes caractéristiques du transistor. Ces courbes se trouvent par ailleurs dans les "data sheet" fournis par les fabricants.

Modifions à présent le montage pour nous approcher d'un vrai montage amplificateur. Tout d'abord on va mettre une résistance dans le collecteur. Pour étudier le nouveau montage, on va tracer sur les courbes caractéristiques une droite supplémentaire appelée droite de charge. Une droite de charge n'est rien d'autre que l'expression la loi des mailles de Kirchoff : VCE = VCC + Rc IC .

Pour tracer la droite de charge, on prend deux points particuliers :
si Ic = 0 , alors VCE = VCC , soit VCC = 10 V
si VCE = 0 , alors IC = VCC / RC , si RC = 1 k&! , alors IC = 10 mA

Le point de fonctionnement (P) du transistor se trouve toujours sur cette droite de charge. Le point de fonctionnement ne peut faire qu'une seule chose : voyager sur la droite de charge ! Lorsqu'il n'y a pas de signal d'entrée, le point de fonctionnement est appelé point de repos. Si l'on veut une amplification linéaire et une tension de sortie maximale, on a intérêt à placer le point de repos approximativement au milieu de cette droite.
SHAPE \* MERGEFORMAT

Dans notre cas particulier avec VCC = 10 V et RC = 1 k&!, nous avons fixé le point de repos pour VCE = 6,4V, nous aurons un courant de collecteur IC = 3,5 mA et un courant de base IB = 110 µA

A partir de ces courbes, nous pouvons expliquer le principe de l'amplification.

Si on applique sur la base un signal sinusoïdal de 60 mV crête soit 120 mV crête à crête. La tension de base va varier de 0,2 V ± 0,6 V soit entre 0,14 et 0,26V. Le courant dans la base varier de 35 µA à 215 µA. Ce courant va produire des variations du courant de collecteur de 1,1 à 6,5 mA qui à son tour va produire une variation de VCE de 4 à 8,8 V soit une amplitude de 4,8 V. A l'entrée il y avait 0,12 V, ce montage est donc un montage amplificateur donc le gain (en tension) est de 40 x (4,8 / 0,12).

Notez que,
si la tension d'entrée augmente, la tension de sortie diminue. Ce montage inverse donc la phase du signal.
l'asymétrie entre les deux alternances

Mais le montage est encore incomplet et nous devrons y apporter quelques modifications pour pouvoir l'utiliser en pratique. On devra aussi prévoir la polarisation du transistor c.-à-d. le moyen de fixer le point de repos. Tout cela sera détaillé dans un autre paragraphe, il était important de comprendre "le principe de l'amplification" expliqué sur les courbes caractéristiques.

3.5.1.2. Principe de l'amplification avec un transistor FET

Ici aussi la première chose est de retrouver les courbes caractéristiques du transistor FET. Soit donc un transistor FET (un J-FET dans ce cas) alimenté comme ci-contre.

Le courant de gâchette est extrêmement faible (de l'ordre de 1 nA) et nous n'allons pas le mesurer.

Remarquons aussi que, contrairement au transistor bipolaire, la gâchette est polarisée par une tension négative.

Traçons la courbe ID (VDS). On garde VGS constant et on fait varier VDS (en faisant varier VCC par exemple) et on relève la courbe ID (VDS). Cette courbe ressemble à la courbe IC (VCE) d'un transistor bipolaire. Ce qui est fondamentalement différent c'est que dans un transistor bipolaire on fait varier le courant de base Ib, tandis que dans un FET on fait varier la tension entre gâchette et source !

D'une façon simplifiée on pourrait dire que le transistor bipolaire est commandé en courant, alors qu'un transistor FET est commandé en tension ! Comme il n'y a presque pas de courant de gâchette, l'impédance d'entrée est très grande.

On peut aussi tracer la caractéristique ID (VGS). Le rapport ID / VGS s'appelle transconductance et est représenté par gm . Cette transconductance s'exprime en Siemens, et généralement en µS ou en mS. Remarquez qu'il ne s'agit pas d'une droite ! Ordre de grandeur de g :

TransistorcanaltypeVDSmaxIDmaxg2N5459Njonction25 V10 mA6 mS40673Ndual gate , enhanc.20 V50 mA12 mSBF245Njonction30 V25 mA3 à 6,5 mSMPF102 Njonction25 V10 mA2 à 7,5 mS
Ce montage nous a permis de relever les courbes caractéristiques du transistor FET. Ces courbes se trouvent par ailleurs dans les "data sheet" fournis par les fabricants.

Modifions à présent le montage pour nous approcher d'un vrai montage amplificateur. Tout d'abord on va mettre une résistance dans le drain. Pour étudier le nouveau montage, on va tracer sur les courbes caractéristiques une droite supplémentaire appelée droite de charge. Une droite de charge n'est rien d'autre que l'expression la loi des mailles de Kirchoff : VDS = VDD + RL ID .

Pour tracer la droite de charge, on prend deux points particuliers :
si ID = 0 , alors VDS = VDD , soit VDD = 12 V
si VDS = 0 , alors ID = VDD / RL , si RL = 1 k&! alors ID = 12 mA.

Le point de fonctionnement (P) du transistor FET se trouve toujours sur cette droite de charge. Lorsqu'il n'y a pas de signal d'entrée, le point de fonctionnement est appelé point de repos. Si l'on veut une amplification linéaire et une tension de sortie maximale, on a intérêt à placer le point de repos approximativement au milieu de cette droite. Dans notre cas, le point de repos est fixé à ID = 5,8 V et VDS = 7,2 V.

Si maintenant on fait varier la tension d'entrée de 0,5 V (1 V crête à crête) autour d'un point de repos P, le courant de drain va varier de 4,1 mA à 7,9 mA , ce qui va faire varier la tension de sortie de 4,8 à 9,2 V, produisant une tension de sortie de 4,4 V crête à crête.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Notez que
si la tension d'entrée augmente, la tension de sortie diminue. Ce montage inverse donc la phase du signal.
l'asymétrie entre les deux alternances

Mais le montage est encore incomplet et nous devrons y apporter quelques modifications pour pouvoir l'utiliser en pratique. On devra aussi prévoir la polarisation du transistor c.-à-d. le moyen de fixer le point de repos. Tout cela sera détaillé dans un autre paragraphe, il était important de comprendre "le principe de l'amplification" expliqué sur les courbes caractéristiques.

3.5.1.3. Principe de l'amplification avec un tube

Ici aussi la première chose est de retrouver les courbes caractéristiques du montage à tube. Soit donc une triode montée comme dans la figure ci-contre.

On peut tout d'abord tracer les caractéristiques Ia (Va). On garde IB constant et on fait varier Va (en faisant varier Vb par exemple) et on relève la courbe Ia (Va). Puis on fait la même chose pour une autre valeur de Vg. On obtient ainsi un réseau de courbes.

On peut aussi tracer la caractéristique Vg (Ia). Le rapport Ia / Vg s'appelle pente du tube et est représenté par s

La dernière courbe est appelée droite de charge, elle représente la loi des mailles de Kirchoff : Va = Vb + Ra Ia . Pour la tracer, on prend deux points particuliers :
si Ia = 0 , alors Va = Vb
si Va = 0 , alors Ia = Vb / Ra

Le point de fonctionnement (P) du tube se trouve toujours sur cette droite de charge. Lorsqu'il n'y a pas de signal d'entrée, le point de fonctionnement est appelé point de repos. Si l'on veut une amplification linéaire et une tension de sortie maximale, on a intérêt à placer le point de repos approximativement au milieu de cette droite.

Dans notre cas particulier avec Vb = 250 V et Ra = 25 k&!, nous avons fixé le point de repos pour Va = 178 V, nous aurons un courant d'anode Ia = 3,5 mA.

A partir de ces courbes, nous pouvons expliquer le principe de l'amplification.

Si on applique sur la grille un signal sinusoïdal de 8 V crête à crête. La tension de grille faire varier le courant d'anode de 1,35 à 6,1 mA qui à son tour va produire une variation de Va de 126 à 216 V soit une amplitude de 90 V. A l'entrée il y avait 8 V, ce montage est donc un montage amplificateur donc le gain (en tension) est de 11 x (90 / 8).

Notez que
si la tension d'entrée augmente, la tension de sortie diminue. Ce montage inverse donc la phase du signal.
l'asymétrie entre les deux alternances

Mais le montage est encore incomplet et nous devrons y apporter quelques modifications pour pouvoir l'utiliser en pratique.

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.5.1.4. Remarques générales

Qu'il s'agisse de transistor bipolaire, de transistor FET ou d'un tube, nous avons vu, que pour faire un amplificateur,
il fallait une tension d'alimentation (VCC , VDD ou Vb ),
il fallait une résistance de charge pour "récupérer" le signal de sortie,
il fallait polariser le composant (ce problème sera détaillé plus tard),
il fallait s'intéresser aux courbes caractéristiques,
et ces courbes caractéristiques permettaient de démonter qu'il y avait "amplification" du signal d'entrée.

Chacun des montages pourrait être le sujet d'une étude de plusieurs pages, mais cela sortirait du cadre du présent cours.

3.5.2. Les classes d'amplifications

Nous avons déjà vu, mais nous reverrons plus en détails ici, qu'un transistor bipolaire, qu'un FET, qu'un MOSFET ou qu'un tube devaient être polarisé. Le point de polarisation doit être judicieusement choisi, car il va déterminer la classe d'amplification.

Il a essentiellement 4 classes d'amplification, la classe A, la classe B, la classe C et une classe A-B quelque part à mi chemin entre la classe A et la classe B.

Pour bien comprendre ce qu'est la classe d'amplification, on va faire appel à la fonction de transfert d'un amplificateur. C'est en fait une courbe qui représente comment varie la sortie en fonction de l'entrée. Chaque amplificateur a sa propre fonction de transfert, mais toutes ces courbes se ressemblent. Il y a généralement un point où même si on continue à augmenter le signal d'entrée, le signal de sortie n'augmentera plus. La zone située au delà de ce point s'appelle la zone de saturation. Il se pourrait aussi (et c'est le cas des amplificateurs en classe C que nous verrons plus loin), qu'en dessous d'une certaine tension d'entrée, il n'y ait pas de tension de sortie, en dessous de ce point on est dans la zone de cut-off. Entre ces deux zones (zone de saturation et zone de cut-off), il y a une plage où l'amplification est linéaire.
Il y a deux paramètres excessivement important pour déterminer le type d'opération d'un amplificateur, ce sont
la polarisation
l'amplitude du signal d'entrée

Dans un amplificateur classe A, le point de polarisation et l'amplitude du signal d'entrée, sont tels que tout le signal est compris dans la partie entre la zone de cut-off et la zone de saturation. Ce qui veut dire que l'amplificateur travaille dans la zone linéaire et que le signal de sortie est donc linéairement proportionnel au signal d'entrée. Il y a un signal de sortie pour les 360° du signal d'entrée. La portion du cycle pendant lequel il y a un signal à la sortie est appelée l'angle de conduction. Dans un amplificateur classe A, l'angle de conduction est de 360°. La figure ci-contre représente la l'évolution du signal d'entrée. Le point de repos est idéalement placé à mi chemin entre le cutt-off et la saturation. Le rendement d'un ampli classe A est faible, parce qu'il y a toujours du courant dans le transistor (ou dans le tube), même s'il n'y a pas de tension à l'entrée. Le courant qui circule dans le transistor (ou dans le tube), lorsqu'il n'y a pas de signal d'entrée est appelé courant de repos de l'amplificateur. Le rendement maximum théorique d'un amplificateur en classe A est de 50%, mais en pratique il est plutôt situé entre 25 et 30 %

Dans un amplificateur classe A-B, le niveau de polarisation est ajusté de telle façon que le transistor (ou le tube) conduise pendant plus d'une demi période (donc pendant plus de 180°). Le rendement est ainsi amélioré et atteint généralement un peu plus de 50%. La tension de sortie n'est plus l'image de la tension d'entrée, mais elle est déformée, puisque le transistor (ou le tube) ne conduit plus pendant 360°.

Dans un amplificateur classe B, la polarisation est fixée exactement au cut-off. Dans ce cas, il y a un courant de sortie uniquement pendant une demi période, c.-à-d. que l'angle de conduction es égal à 180°. L'ampli n'est plus linéaire comme dans le cas de la classe A, mais est cependant acceptable surtout si on tient compte que le rendement atteint maintenant un maximum de 78,5 %.

Dans un amplificateur en classe C, la polarisation est plus basse que le cut-off. Dans ce cas l'angle de conduction du transistor (ou du tube) est inférieur à 180°. Le courant de sortie est constitué d'impulsions de courant. Le rendement dépend de l'angle de conduction : avec un angle de conduction de 180°, le rendement est de 78,5 % et avec un angle de conduction de 0° le rendement atteint 100%. Mais évidemment avec un angle de conduction de 0° (ou voisin de 0°) on n'amplifie pas de signal.

La linéarité d'un amplificateur est donc une caractéristique TRES importante, parce qu'elle dit avec quelle fidélité le signal de sortie va représenter le signal d'entrée. Toute non-linéarité va entraîner de la distorsion.

Un amplificateur classe A aura donc le moins de distorsion, tandis que le signal à la sortie d'un amplificateur classe C présentera une forte distorsion. Une cause indirecte est qu'un amplificateur classe C va fournir des harmoniques. Vous allez donc probablement vous demander pourquoi donc emploie t'on des amplificateurs en classe C alors ? Tout simplement parce que lorsqu'on veut amplifier et atteindre des puissances importantes, le facteur rendement devient beaucoup plus important que lorsqu'on doit amplifier quelques milliwatts. En fait dans un amplificateur en classe C on a presque toujours une charge qui est un circuit accordé et ce circuit, par son "effet de volant", va limiter les harmoniques et donc la distorsion.

Une solution intermédiaire est la classe AB qui a un excellent rendement et une non linéarité acceptable. Cette non linéarité disparaît lorsque l'on réalise un montage push-pull.

3.5.3. Amplificateurs de tension, de courant et de puissance

Lorsqu'un radioamateur parle d' "amplificateur" ou d' "ampli", il pense immédiatement à amplificateur de puissance, un équipement qui va lui permettre de "sortir 1500 Watts" au lieu de 100 Watts qui lui son fourni par son émetteur-récepteur. Dans ce genre d'amplificateur l'impédance d'entrée et l'impédance de sortie sont pratiquement égales et de l'ordre de 50 (.

Mais nous pouvons aussi construire des montages qui amplifie la tension. On peut par exemple amplifier des signaux provenant d'un microphone (quelques mV). Dans ce cas ce qui nous préoccupe c'est d'amplifier en tension en se souciant peu de l'impédance.

Nous pouvons aussi amplifier des courants. Le chapitre 4 était consacré aux alimentations et nous avons vu comment un circuit de régulation qui fournissait quelques milliampères pouvait commander les dizaines d'ampères fournit à la charge. Le transistor ballast était donc essentiellement un amplificateur de courant.

Généralement un amplificateur n'est qu'un élément d'une chaîne, on dit qu'il s'agit d'un étage de la chaîne.

3.5.4. Facteur d'amplification ou gain d'un amplificateur

Le gain d'un amplificateur de tension est le rapport entre la tension de sortie et la tension d'entrée.

Le gain d'un amplificateur de courant est le rapport entre le courant de sortie et le courant d'entrée.

Le gain d'un amplificateur de puissance est le rapport entre la puissance de sortie et la puissance d'entrée.

Les gains peuvent s'exprimer en nombre de fois, mais aussi en décibel.

pour un amplificateur en tension : A = 20 log Usortie / Uentrée

pour un amplificateur en courant : A = 20 log Isortie / Ientrée

pour un amplificateur en puissance : A = 10 log Psortie / Pentrée

Au sens académique, les deux premières relations (c.-à-d. A = 20 log Usortie / Uentrée et A = 20 log Isortie / Ientrée ) ne sont pas tout à fait exactes, il faudrait en plus tenir compte des impédances d'entrée et de sortie.

Rappelons également (si cela est nécessaire ) que :

dBen puissanceen tension3 dB2 x( 2 = 1,414 x6 dB4 x2 x10 dB10 x( 10 = 3,162 x20 dB100 x1030 dB1000 x31,6240 dB10000 x100avec toutes les combinaisons possibles par exemple 9 dB = 3 dB + 6 dB2 x 4 = 81,414 x2 = 2,82812 dB = 6dB + 6dB4 x 4 = 16416 dB = 10 dB + 6 dB10 x 4 = 4025 dB = 16 dB + 9 dB40 x 8 = 3207 dB = 10 dB 3 dB10 / 2 = 54 dB = 10 dB 6 dB10 / 4 = 2,51 dB = 4 dB 3 dB2,5 / 2 = 1,25 x1,12 x

L'essentiel de la suite de notre étude va se limiter aux amplificateurs à transistors.

Toutefois les amplificateurs HF ont été replacés au chapitre 4 pour ce qui concerne l'amplification des signaux de faible puissance et au chapitre 5 pour ce qui concerne l'amplification de signaux de forte puissance

Dans une annexe nous parlerons des amplificateurs de puissance avec grille à la masse puisqu'on retrouve ceux-ci dans beaucoup d'amplificateurs linéaires utilisés par les radioamateurs.

3.5.5. Les amplificateurs à transistors bipolaires

Pour fonctionner comme amplificateurs, les transistors bipolaires doivent être polarisés dans le sens passant afin de produire une certaine amplification. Par conséquent, si on utilise un transistor NPN, le collecteur et la base doivent être positif par rapport à l'émetteur, et le collecteur doit être plus positif que l'émetteur. Par contre, si on utilise un transistor PNP, le collecteur et la base doivent être négatif par rapport à l'émetteur, et le collecteur doit être plus négatif que l'émetteur.

La polarisation est obtenue en appliquant les tensions nécessaires entre collecteur et émetteur et entre émetteur et base. Chacun des deux types de transistor (PNP et NPN) peut être utilisé avec soit le plus à la masse, soit le moins à la masse.

Moins on polarise un transistor, moins il y a du courant de collecteur. Lorsque la polarisation devient plus importante, le courant de collecteur augmente, et la température de la jonction augmente aussi.

Si la polarisation est excessive, le transistor peut s'emballer thermiquement et se détruire.

Les amplificateurs à transistors peuvent être classés en 3 catégories:
les amplificateurs à émetteur commun,
les amplificateurs à base commune, et
les amplificateurs à collecteur commun.

3.5.5.1. Le montage émetteur commun

Ce montage est représenté à la figure ci-contre. Le courant de base est faible et l'impédance d'entrée est relativement élevée (en moyenne quelques milliers d'ohms). La résistance de collecteur est de l'ordre de quelques kiloohms.

Le circuit émetteur commun à une fréquence de coupure plus basse que le circuit à base commune, mais, des 3 configurations, il donne la plus grande amplification.

Dans ce circuit, le courant de sortie (c.-à-d. le courant de collecteur) est en opposition de phase avec celui d'entrée (c.-à-d. le courant de base). Aux bornes de la résistance d'émetteur il apparaît une tension proportionnelle au courant de collecteur et donc en opposition de phase avec la tension d'entrée : la contre-réaction est donc toujours négative, ce qui du point de vue courant continu stabilise le montage. En d'autres termes, puisque le potentiel de la base est fixé par le diviseur R1 et R2 , si le courant de collecteur tend à monter trop fort, la tension aux bornes de R3 monte également, ce qui réduit la tension base-émetteur et tend donc à réduire le courant de collecteur.

Le circuit à émetteur commun est probablement le montage le plus utilisé du moins dans le domaine des basses et moyenne fréquences (disons jusque 10 MHz).

Nous allons donc utiliser ce montage pour expliquer plus en détails quelques notions relatives à la polarisation : R1 et R2 forment un pont diviseur de tension qui a pour but de polariser la base. Ces résistances fournissent un potentiel fixe. R3 va fixer la tension entre base et émetteur. Une règle empirique recommande de fixer VE = 0,1 Vcc. Cette méthode est parfois appelée polarisation automatique.

Si on ne met par de condensateur C3, le gain va être limité à la valeur égale à R4/R3 , si on met un condensateur C3 , le gain va être beaucoup plus élevé. Le condensateur de découplage C3 aura une impédance très faible pour la plus basse des fréquences à transmettre, il faudra donc que 1 / ( C3 > IB.

3.5.7.4. Pont de base à partir du collecteur

La stabilisation peut encore être améliorée en mettant R1 vers le collecteur

Sélection de quelques transistors bipolaires :

3.5.8. Les amplificateurs à transistors FET

Les amplificateurs à transistors FET peuvent également être monté suivant 3 configurations principales

3.5.8.1. Le montage source commune

3.5.8.2. Le montage drain commun

3.5.8.3. Le montage grille commune

Figure 3.5.35.Figure 3.5.36.
3.5.8.4. Le transistor MOSFET en tant que commutateur

On peut aussi utiliser des transistors MOSFET qui présentent l'avantage d'avoir une commande en tension, une très faible résistance à l'état "ON" (notée RDSon dans les feuilles de spécifications) et qui permet des courant très importants (par rapport aux transistors bipolaires).

Dans la figure ci-contre :

canal Ncanal Pbloqué0 V0 Vconducteur+ 10 V- 10 V
Remarquez que la flèche ENTRE dans un transistor MOSFET canal N, alors qu'elle SORT dans un transistor bipolaire NPN.

Sélection de quelques transistors MOSFET :

canaltypeVDSmax (V)IDmax (A)RDSon (&!)boîtierND-MOSBS170600,51,2 TO-92PD-MOSBS250450,55TO-92NMOSBUZ1150300,04TO-220NMOSBUZ10A50 230,07TO-220PMOSIRF49055574 0,02TO-220NMOSIRF530100140,16TO-220NMOSIRF540100330,033TO-220NMOSIRF6102003,31,5TO-220PMOSIRF9130100110,3TO-3PMOSIRF92302006,50,8TO-3PMOSIRF9540100190,117TO-220PMOSIRF96102001,83TO-220PMOSIRF96202003,51,5 TO-220

3.5.9. La réaction et la contre réaction

On dit que l'on produit une réaction lorsqu'on réinjecte à l'entrée d'un amplificateur une tension ou un courant obtenu à partir de la tension ou du courant de sortie.

Suivant le sens des connexions, l'amplification est soit augmentée, soit diminuée. La réaction est dite
positive lorsqu'elle augmente l'amplification
négative lorsqu'elle diminue l'amplification, on parle alors aussi de contre réaction.

La réaction positive entraîne l'oscillation du montage, dans certains cas cette oscillation est souhaitée (voir ? ) dans d'autres cas elle n'est pas souhaitée et résulte dans l'accrochage d'un montage que l'on a conçu comme amplificateur, et dans ce cas l'amplificateur est devenu instable.

Soit un amplificateur à l'entrée duquel on applique une tension d'entrée ve et à la sortie duquel on recueille une tension vs. On définit cet ampli par un gain A = vs / ve .

On applique la tension de sortie à l'entrée par l'intermédiaire d'un dispositif donc le gain est ( .

La tension d'entrée vaut maintenant v = ve + ( vs

et la tension de sortie vaut vs = A x v = A (ve + ( vs ) d'où A' = vs / ve = A / (1 + (A)

La contre réaction entraîne donc une diminution du gain de l'amplificateur. Mais la contre réaction

la contre réaction assure la constance de l'amplification. En effet le gain A varie avec le vieillissement des éléments actifs (tubes, transistors, IC, ). La variation relative du gain est diminuée dans un rapport de (1 + ( A). Les montages classiques des ampli opérationnels (voir plus loin) ne sont que des exemples d'ampli à haut gain et d'un circuit de contre réaction.

la contre réaction nivelle la courbe de réponse en fréquence, c-à-d que les variations de la courbes de réponses vont être moins perceptibles,

la contre réaction élargit la bande passante

3.5.10. Les amplificateurs à tubes

Voir annexe sur les tubes.

3.5.11. Les amplificateurs basse fréquence (audiofréquence)

Dans un émetteur SSB ou FM, le signal provenant du microphone est trop faible pour pouvoir attaquer le modulateur. C'est pourquoi il faudra l'amplifier au préalable.

Et, dans un récepteur, après le détecteur, le démodulateur SSB ou le démodulateur FM, on trouve un amplificateur audio.

Tous les montages amplificateurs que nous avons vus jusqu'à présent (notamment dans tous les paragraphes à partir du 3.5.5.) étaient des amplificateurs basses fréquences. Leurs plages de fréquences sont limitées :

du côté des basses fréquences par les valeurs des condensateurs de liaisons et de découplages limitent la plage de fréquence. En pratique, on atteint des valeurs de 10 à 30 Hz dans les amplis HiFi, et des valeurs de 100 à 200 Hz pour les applications de télécommunications.
du côté des hautes fréquences par les fréquences de coupures des transistors (c.-à-d. la diminution du gain lorsque la fréquence augmente), et les capacités parasites sur les résistances de charge (la résistance de collecteur par exemple)
ces deux limitent fixent la bande passante de l'amplificateur.

Un facteur important est le rapport signal/bruit de l'amplificateur audio.

Un autre facteur important est la distorsion. Si on applique un signal purement sinusoïdal à l'entrée d'un amplificateur, la tension de sortie ne représentera pas nécessairement uns sinusoïde, mais une sinusoïde un peu déformée. Une analyse mathématique montre que ce signal peut être décomposé en un signal purement sinusoïdal à la fréquence fondamentale et une série de signaux à fréquence multiple : c'est la fameuse analyse de Fourrier. Une annexe est réservée à ce sujet.

On définit la distorsion comme

( v2² + v3² + v4² + v5² + v6² +
d =
v

où v2 est la composante à la fréquence harmonique 2 (2 f) résultant de la non linéarité de l'ampli,
v3 est la composante à la fréquence harmonique 3 (3 f) résultant de la non linéarité de l'ampli, etc
v est la tension totale.

La distorsion est exprimée en % ou en dB. Ainsi, on dira qu'un ampli a une distorsion de 1% ou -40 dB.

3.5.11.1. Préamplificateur audio

Le schéma ci-dessous représente un ampli pour micro électret. Le design est fait pour un environnement RF assez agressif, on y trouve un découplage soigné des entrées et sorties, un découplage de la tension d'alimentation de l'électret et un filtre qui limite la bande de fréquence aux fréquences vocales. Suivant le micro utilisé il faudra adapter les connexions à la prise jack.

Les transistors BC549, BC309, BC109, sont particulièrement recommandés ici, car leur bruit est très faible.

On peut utiliser le même montage pour un micro dynamique, il suffit de supprimer l'alimentation de l'électret.

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.5.11.2. Lignes symétriques et asymétriques

De longues connexions asymétriques peuvent présenter du ronflement, des inductions et de problèmes de retour à la terre. Dans ces cas on préfère des liaisons symétriques.

La figure ci-dessous montre comment passer d'asymétrique en symétrique et vice-versa. La masse ne doit pas nécessairement être connectée des 2 côtés du câble et un transfo d'entrée (et/ou de sortie) supplémentaire peut encore aider à résoudre les problèmes.

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.5.11.3. Etages de correction de la bande passante

Il est parfois souhaitable de modifier ou de corriger la réponse en fréquence d'un système, ou parfois tout simplement parce que le "rendu" est meilleur.

Le montage ci-dessous permet de corriger la courbe de réponse d'un ampli audio. Il permet d'avoir un gain plus important des graves ou au contraire d'avoir un gain moins important. Il en est de même avec les aigues. Le réseau qui permet cette fonction est situé entre les points A, B et C. Ce montage est appelé Baxandall.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Le circuit suivant permet de relever une partie du spectre pour donner un effet de présence. On utilise le même montage que précédemment, le filtre est connecté entre les points A, B et C. La fréquence centrale du filtre est de 2 kHz, et le "relèvement" maximum est de 13 dB.

3.5.11.4. Ampli audio de puissance

Pour un récepteur (de radioamateur) une puissance de 1 W est amplement suffisante d'autant plus que l'écoute se fait souvent sur casque.

Il existe des circuits intégrés spécialement conçus pour cette application, en particulier le LM386. Son gain est de 20 x . La puissance de sortie est de 250 mW.

Mais pour une installation domestique un ampli de 10 à 20 W est généralement suffisant.

Remarque: La puissance des ampli audio est annoncée en "watts musicaux" et correspond à la somme des puissances des 2 canaux ( L + R). Il faut donc diviser la puissance par 2 pour obtenir la puissance par canal.

Pour obtenir la puissance efficace (celle qui est le produit de Ueff x Ieff) il faudra encore diviser par 2.

Ainsi un ampli stéréo annoncé "400 W" ne fera que 100 Weff par canal.

Si, on charge cet ampli par des résistances purement ohmiques de 8 &! par exemple, la tension efficace, pour obtenir ces 100 Weff sera égale à U = ( 100 x 8 = 28,28 Veff.

Ampli de puissance avec circuit intégré:

Voici une sélection de quelques types d'ampli audio très utilisés :

LM3860,25 W / 8(LM3802,5 / 8(LM387650 W / 8&!alim +35 V/ - 35 VLM187520 W / 4 ou 8&!alim max +30 V/ -30 VTDA2005M20 W alim 0 / +14 VTDA1554 stéréo 22 Walim 12 V
Au-delà d'une certaine puissance (disons 1 W) tous les circuits intégrés sont montés sur des refroidisseurs.

3.5.11.5. Les amplificateurs en pont ("bridging").

Les amplificateurs de plus de 50 W (des W efficaces) deviennent difficiles à construire. Une des techniques consiste à employer deux amplificateurs, à les attaquer en opposition de phase et à alimenter la charge (haut-parleur) entre les deux sorties. Ainsi pour 50 W et 8 &! on a besoin d'une tension de U = ( 50 x 8 = ( 400 = 20V . Il s'agit de 20 V efficace, donc 20 x 2 ( 2 = 28 V peak . Tenant compte des tensions de déchets et d'une petite marge de sécurité, il faudra une tension d'alimentation de l'ordre de 32 à 36 V.

Grâce au montage en pont, la tension d'attaque du haut parleur sera double et la puissance va "monter" à P = U² / R = (2 x 20 )² / 8 = 1600 / 8 = 200 Watts.

Parfois un ampli stéréo peut être modifié en "mono et en pont". Dans ce cas il faudra un second ampli stéréo pour attaquer l'autre canal.
SHAPE \* MERGEFORMAT

Cette technique est aussi utilisée dans les amplis de voiture. Le problème n'est pas tellement d'obtenir une forte puissance, mais de résoudre le problème de la limitation de la tension d'alimentation (13,8 V).
3.5.12. Les amplificateurs à fréquence intermédiaire et les ampli HF

Nous aborderons ces amplificateurs au chapitre 4 consacré aux récepteurs.

3.5.13. Amplificateurs RF de puissance

Nous aborderons ces amplificateurs au chapitre 5 consacré aux émetteurs.

3.5.14. La stabilité des amplificateurs

Murphy, notre saint patron, étant toujours à nos côtés, il arrive fréquemment qu'un montage amplificateur oscille et inversement qu'un oscillateur ne veuille pas osciller. Un gain excessif ou une réaction entre la sortie et l'entrée d'un amplificateur peuvent conduire celui-ci à osciller.

Pour éviter qu'un amplificateur oscille, il faut prendre les précautions suivantes:

?????????????

3.6. Les détecteurs

Nous aborderons les détecteurs au chapitre 4 consacré aux récepteurs.

3.7. Les oscillateurs

On dit que l'on produit une réaction lorsqu'on réinjecte à l'entrée d'un amplificateur une tension (pu un courant) obtenu à partir de la tension (ou du courant) de sortie. La réaction est dite
positive lorsqu'elle augmente l'amplification
négative lorsqu'elle diminue l'amplification et dans ce cas on utilise plutôt le terme contre réaction

Souvenez-vous que lorsqu'on a parlé des amplificateurs, nous avons dit que Murphy, notre saint patron, étant toujours à nos côtés, et qu' il arrive fréquemment qu'un montage amplificateur oscille et inversement qu'un oscillateur ne veuille pas osciller. Nous allons à présent voir les oscillateurs.

Un oscillateur est donc semblable à un amplificateur, toutefois dans un oscillateur on doit réinjecter une partie du signal de sortie vers l'entrée, et cette ré-injection doit se faire en phase.

Nous distinguons toutefois les oscillateurs haute fréquence (RF, IF, ) et les oscillateurs basse fréquence.

Dans les oscillateurs haute fréquence, on distingue 3 sortes d'oscillateurs selon la manière de réinjecter une partie de la tension de sortie vers l'entrée :
l'oscillateur Hartley
l'oscillateur Colpitts
l'oscillateur de Pierce, qui est le plus stable et qui utilise aussi un diviseur capacitif.
et il y a aussi l'oscillateur à quartz. Mais nous verrons ces oscillateurs au chapitre 4 consacré aux récepteurs.

3.8. Les circuits logiques

Au chapitre 2, nous avons parlé des circuits logiques en tant que "composant", nous allons maintenant étudier quelques circuits particuliers. Ce paragraphe sera plutôt présenté comme un "livre de recette", c'est à dire qu'on va donner un schéma et éventuellement la manière de calculer certaines valeurs. Vous pourrez alors reproduire ce schéma, l'essayer, modifier des valeurs, le mettre à votre, et utiliser ce bloc comme un bloc dans votre montage.

3.8.1. Rappel

Il existe 2 familles de circuits logiques, dont les principales caractéristiques peuvent être résumées par le tableau suivant :

alimentationfréq. maxtypefan-outTTL4,75 à 5,25 V3 à 110 MHz740010 ( à 20)CMOS4 à 15 V8 à 20 MHz4000
74HC00
et 74HCT0050
La famille 74HCT est totalement compatible avec la famille 7400

Les 2 portes les plus utilisées sont les portes NAND et les portes NOR :

si toutes les entrées d'une porte NAND sont à 1 , la sortie est à 0
si une seule entrée d'une porte NOR est à 1, la sortie est à 0

Par conséquent,
si certaines entrées d'une porte NAND ne sont pas utilisées, elles doivent être mises à 1
si certaines entrées d'une porte NOR ne sont pas utilisées, elles doivent être mises à 0

Dans le cas de portes à 2 entrées, on peut connecter l'entrée non utilisée sur celle qui est normalement utilisée.

Un circuit intégré possède en général plusieurs portes indépendantes. La figure ci-contre montre comment on peut réaliser, par câblage d'autres types de portes à partir d'un porte NAND ou d'une porte NOR.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Le tableau suivant reprend une petite sélection des circuits les plus courants :

TTLtypeCMOS7400NAND4 x 2 entrées7402NOR4 x 2 entrées7404inverseur6 x 7406inverseur6 x (collecteur ouvert)7410NAND3 x 3 entrées7414inverseur6 x (avec trigger de Schmitt)7420NAND2 x 4 entrées7430NAND1 x 8 entrées7432NOR4 x 2 entrées7442décodeur BCD ( 10 lignes7447décodeur BCD ( afficheur 7 segments7472JK2 x7474D2 x7486XOR4 x 2 entrées7490diviseur par 107492diviseur par 127493diviseur par 1674121monostable74150Sélecteur16 lignes d'entrées ( une sortie74151Sélecteur 8 lignes d'entrées ( une sortie74153Sélecteur 4 lignes d'entrées ( une sortie (2x)74154Distributeur1 entrée ( une des 16 lignes de sortie74154Distributeur1 entrée ( une des 4 lignes de sortie (x2)74164registre à décalage 8 bits

3.8.2. Adaptation aux signaux d'entrée

Pour attaquer les circuits logiques et réaliser les fonctions de délais, comptage et autres, il faudra adapter le signal d'entrée aux niveaux requis.

Si nous disposons d'un signal qui passe de 0 à +12 V par exemple, nous pourrons utiliser le montage ci-contre. La résistance R1 sera par exemple de l'ordre de 10 à 100 k&!. La diode D évite le claquage inverse du transistor. Nous utilisons ici par exemple une porte XOR qui est attaquée par un signal n°2, mais ceci n'est qu'une simple supposition.

Si nous disposons d'un contact sec (c-à-d sans potentiel) on peut utiliser le montage ci-contre. R2 est calculé de sorte a obtenir un IB > IC / ² et R3 en calculé en sorte que la tension de b ase soit bien inférieure à 0,6 V lorsque le contact est fermé.

Dans le cas où on souhaite n'avoir aucun point commun, ni même la masse, on peut utiliser un optocoupleur à l'entrée.

Le signal d'entrée peut aussi être un signal alternatif (BF ou HF). S'il s'agit d'un signal relativement faible, il y a intérêt à utiliser le montage "pompe à diodes". Les valeurs des condensateurs (C1 et C2) dépendent de la fréquence (en général 0,1µF pour la BF et 1 à 10 nF pour la HF). S'il y a risque de dépasser la tension d'entrée (5V pour les TTL et 15 V pour les CMOS), il faut prévoir une diode zéner Dz1 de limitation de tension.

Un problème auquel on est parfois confronté est le "rebondissement des contacts". Pour éviter ce phénomène on utilise un contact inverseur et un flip-flop.

Les résistances R1 et R2 "tirent" les entrées vers + 5 V, on les appelle des résistances de pull-up. Elles ont une valeur comprise entre 1 k&! et 10 k&!, mais on trouve fréquemment 3k3 ou 4k7 !

Dans un montage flip flop avec 2 portes NAND (comme ci-contre), c'est l'entrée qui reste le plus longtemps à 0 qui va déterminer l'état final.

3.8.3. Adaptation à la charge

La sortie du montage va finalement commander "quelque chose".La commande d'une diode LED. La résistance R1 sera calculée pour limiter le courant à 10 mA par exemple.

Dans certains cas, on a besoin d'une sortie "collecteur ouvert" tel qu'indiqué ci-contre. La diode zéner Dz1 protège le transistor contre les tensions inverses.

On peut aussi avoir besoin d'un relais pour commander une charge importante. On utilise alors également un transistor. La tension d'alimentation peut être différente (mais dans la plupart des cas supérieure) à la tension des circuits logiques (5V en TTL, 12V en CMOS). Remarquez la diode qui protège le transistor des tensions inverses.

3.8.4. Logique combinatoire

Entre l'entrée et la sortie d'un montage logique, on trouve habituellement une partie de logique booléenne. Pour réaliser ce circuit, il faudra analyser le problème (par exemple comment fonctionne un relais radioamateur) et à combiner les différentes informations pour réaliser la fonction de sortie souhaitée. Dans la plupart des cas on trace donc le circuit au fur et à mesure de l'analyse du problème. Toutefois dans les cas très complexes, il est plus facile d'écrire les équations du circuit avant de passer au dessin.

Pour ces fonction, on fait appel aux différentes portes, mais essentiellement aux portes NAND et NOR.

3.8.5. Logique séquentielle

Nous aurons ici des fonctions qui résultent d'éléments qui appartiennent au passé. On fait donc appel aux différentes bascules.

3.8.6. Oscillateurs

On peut réaliser un simple oscillateur à partir d'une porte inverseuse. Dans la figure ci-contre la fréquence est variable. Pour un 4584, R doit être compris entre 10 k et 1 M, C doit être compris entre 1nF et 1µF.

Si on prévoit un ajustage de la fréquence, il est préconisé d'utiliser une résistance "talon" (R1 dans ce cas). C'est elle qui déterminera avec C1, la fréquence maximale.

Si on a besoin d'une fréquence très stable, on peut utiliser un quartz. Le montage ci-contre fonctionne pour des valeurs de 1 MHz à 5 MHz. La résistance R1 aide à faire démarrer l'oscillateur. Pour des fréquences plus basses, il faudra augmenter la valeur des 2 condensateurs de 22 p.

Si on a besoin d'une fréquence très basse et très stable, on peut utiliser le 4060 dans le montage ci-contre. Suivant la fréquence du quartz on obtient un fréquence en Q14 de

Xtal Q143,2768 MHz200 Hz4,194304 MHz256 Hz
Le 4521 est assez similaire, il possède 24 étages et donc

Xtal Q244,194304 MHz0,25 Hz
On dispose en outre de fréquences intermédiaires, mais malheureusement pas toutes. On peut alors aussi utiliser les diviseurs suivants,

402014 étages (mais sans oscillateur) 404012 étages (mais sans oscillateur)
Mais le 4060 peut aussi être utilisé avec un oscillateur RC
3.8.7. Génération d'impulsions sur flanc montant ou descendant

Lorsqu'il s'agit de déclencher certains événements, il faut parfois une impulsion au lieu d'un niveau continu. La figure ci contre montre comment générer de telles impulsions. La durée de l'impulsion est pratiquement égale à la constante de temps R1-C1. Notez que dans ces applications, le condensateur est toujours en série.

3.8.8. Impulsion retardée

Le circuit suivant permet de retarder une impulsion. R1-C1 vont déterminer le retard, tandis que R2-C2 vont déterminer la largeur de l'impulsion de sortie.

Notez que si le signal d'entrée n'a pas une largeur minimale égale à t1, rien ne ce passe. Ceci permet, par exemple, de filtrer les impulsions parasites.

Ci-contre, l'impulsion 1 a une durée suffisante et elle déclenche l'évènement en sortie ("elle passe"), tandis que l'impulsion 2 est trop courte ("elle ne passe pas")..

3.8.9. Allongement d'une impulsion

Le circuit suivant permet d'allonger une impulsion. La durée de cet allongement est voisine de la constante de temps R1-C1.

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.8.10. Diviseur par "n"

Le circuit ci-contre permet de diviser la fréquence d'une impulsion par un nombre n où n varie de 1 à 10.

Le circuit ci-contre permet de diviser un signal d'horloge. Le facteur de division est déterminé par la position des pontets et peut atteindre une valeur comprise entre 1 et 8191 .

La deuxième partie du 4013 est un diviseur par 2 et permet d'obtenir un signal avec un rapport cyclique de 1/1.
3.8.11. "Chien de garde" ou watchdog

Le montage ci-contre est un watchdog pour le circuit PTT d'un transceiver.

Lorsque le signal "PTT in" va à la masse le 4521 commence à compter. On peut sélectionner un nombre d'impulsions grâce aux pontets. Lorsque ce nombre est atteint toutes les sorties sélectionnées sont à 1 et par conséquent la sortie du 4001 est à 0, ce qui coupe le PTT out. A ce moment la broche 9 est mise à 1, ce qui empêche le 4521 de continuer son comptage.

Plus les systèmes sont sophistiqués, plus ils tombent en panne La plupart des programmeurs ajoutent déjà des "chiens de gardes" dans leurs programmes, mais cela ne suffit pas. Un système sûr implique un vrai chien de garde
indépendant,
alimenté par une source d'énergie sécurisée,
avec une logique positive c-à-d que la condition normale soit la présence d'une tension (et non l'absence, car une liaison coupée doit aussi être détectée !)

On surveille donc un des signaux électriques et s'il n'y a pas d'activité pendant "x" secondes, on coupe l'alimentation, puis on la rebranche.

Le 4521 fournit la base de temps. Avec un Xtal à 4,194 MHz on arrive à 0,25 Hz maximum (1 cycle en 4 secondes). Le 4040 qui suit permet de diviser cette fréquence par 4096 pour avoir 1 cycle en 16384 sec (soit 273 sec ou 4,5 h ). Pour des temps relativement courts (< 40 sec) ce 4040 n'est pas nécessaire. Les connexions "X" et "Y" permettent donc d'obtenir n'importe quel temps ! Le 4017 est un décodeur décimal.

En absence de panne la sortie Q0 du 4017 est à 1. En cas de panne, le compte à rebours commence et la situation est visualisée par une série de LEDs. Lorsque le 4017 arrive à la 7eme période, un buzzer annonce l'arrivée du reset. A la 8eme période le buzzer s'éteint et à la 9eme période on enclenche le relais pour faire le reset.

Un commutateur à 3 positions permet
d'empêcher le reset pour des questions de maintenance par exemple
de forcer le reset
et un fonctionnement normal dans la position intermédiaire

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.9. Les amplificateurs opérationnels

Au chapitre 2, nous avons parlé des amplificateurs opérationnels XE "amplificateurs opérationnels" en tant que "composant", nous allons maintenant étudier comment les mettre en uvre dans des circuits. Nous présenterons aussi ce paragraphe comme un "livre de recettes".

3.9.1. Deux types d'alimentation

On peut alimenter les AO

soit par deux tensions symétriques + V et - V (figure a) (par exemple + 12 V et - 12 V ou + 15V et - 15 V),
mais dans certains cas, la nécessité d'une deuxième tension d'alimentation pose des problèmes pratiques. Si on ne dispose que d'une tension d'alimentation (figure b) (par exemple +9 V ou + 12 V). on peut créer une tension de référence (égale à la moitié de la tension d'alimentation) par un simple diviseur potentiométrique entre +V et la masse. Mais lorsqu'il faut alimenter plusieurs AO, on préfère créer cette tension de référence à partir d'un AO. Un seul AO peut fournir la demi tension d'alimentation à une dizaine d'autres AO.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Dans la figure ci-dessus, l'ampli opérationnel A1 est un amplificateur inverseur. Nous verrons ces différents montages dans la suite de ce chapitre.

Il ne faut pas oublier que l'amplitude maximum de la tension de sortie ("l'excursion") sera un peu plus petite que la différence entre - V et + V.

Il est important de découpler correctement les alimentations, le plus près possible de chaque AO. Un double découplage par condensateur électrolytique et par condensateur céramique est recommandé.

Par souci de simplifications, tous les montages qui vont suivre supposent une alimentation symétrique.

3.9.2. Les deux montages fondamentaux : l'ampli inverseur et l'ampli non inverseur

La figure ci contre montre deux montages classiques.

Le gain du montage inverseur est donné par la relation

A= - (R2 / R1)

L'impédance d'entrée est égale à R1.

Pour que la dérive en température soit minimale, on choisit R3 = R1 // R2.

Le gain du montage non-inverseur est donné par la relation :

A = 1 + (R2 / R1)

L'impédance d'entrée est toujours très grande.

3.9.3. Le montage suiveur de tension

Ce montage possède une impédance d'entrée très grande, un gain égal à 1 et une impédance de sortie très faible. On utilise un suiveur de tension pour "isoler" un circuit d'un autre ou pour ne pas le "charger".

Mais parfois on a besoin d'un étage suiveur qui puisse fournir un courant important. Dans ce cas on utilise deux transistors de puissance complémentaires et on fait la boucle sur l'ensemble cà-d sur l' OA + la paire de transistors.

3.9.4. Amplificateur différentiel XE "amplificateur différentiel"

Dans ce cas Vout = k (V2 - V1)

3.9.5. Comparateur de tension XE "Comparateur de tension"

Dans un comparateur de tension la tension d'entrée VI est appliquée à l'entrée - par exemple et la tension de référence Vref est appliquée à l'entrée + . La tension de sortie va basculer de VOUT MAX à VOUT MIN selon que VI est inférieur ou supérieur à Vref

Le montage ci-dessous est un "comparateur à fenêtre" : la tension de sortie Vout est positive si Vlower < Vin < Vupper

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.9.6. Trigger de Schmitt

Le trigger de Schmitt possède deux points de basculements (V1 et V2) selon que la tension va en croissant ou en décroissant.

V1 = VREF - (R1 / R1 + R2) (VREF - VOUT MAX)

V2 = VREF - (R1 / R1 + R2) (VREF - VOUT MIN)

hystérésis = V1 - V2 = (R1 / R1 + R2) (VOUT MAX - VOUT MIN)

3.9.7. Intégrateur et différenciateur

Figure 3.9.10.Figure 3.9.11.
3.9.8. Filtres actifs XE "filtres actifs"

Lorsqu'on veut faire des filtres dans le domaine des fréquences audio, les selfs et les condensateurs prennent vite des dimensions inquiétantes, par contre les AO permettent de construire des filtres actifs avec seulement quelques R et C.

3.9.8.1. Filtres passe bas

Le premier filtre est un passe bas du 1er ordre. On choisit d'abord C1, puis on calcule
R1 = a11 / 2( f C1
et A = R1/R2

Le deuxième filtre est un passe bas du second ordre. Ici aussi on choisit d'abord C1 = C2 = C, puis on calcule
R1 = ( b12 / 2( f C
puis A = 3 - a12 / ( b12
et R4 = (A-1) R3

3.9.8.2. Filtres passe haut

Le troisième filtre est un passe haut du 1er ordre. On choisit d'abord C1, puis on calcule
R1 = 1 / 2( f a12 C1
et A = R1/R2

Le quatrième est un passe haut du second ordre. Ici aussi on choisit d'abord C1 = C2 = C, puis on calcule
R1 = 1 / 2( f C( b12
A = 3 - a12 / ( b12
R4 = (A-1) R3

3.9.7.3. Procédure de calcul

On détermine le type de filtre (atténuation critique, Bessel XE "Bessel" , Tschebyscheff XE "Tschebyscheff" , ..)

On fixe l'ordre du filtre. Un filtre du 1er ordre atténue de 6 dB par octave (20 dB par décade), un filtre du 2d ordre atténue de 12 dB par octave, un filtre du 3e ordre atténue de 18 dB par octave et ainsi de suite Pour faire un filtre du 3eme ordre on met un filtre du 1er ordre en série avec un filtre du 2d ordre.

On détermine les coefficients d'après le tableau.

Pour chacun des filtres on détermine les composants. Dans beaucoup de cas on doit fixer d'abord un élément, on fixera par exemple la valeur d'un condensateur car il est toujours plus facile de trouver une résistance à 1 % qu'un condensateur à 1 % ! Pour le condensateur on choisira des condensateurs styroflex ou des MKM qui ont une bonne précision et une bonne stabilité dans le temps.

Si on arrive a des valeurs trop exagérées (R < 10 ( ou R > 1M( ) alors recommence les calculs avec une autre valeur de condensateur.

ordreétage n°atténuation11a11 =1b11 =0critique21a12 =1,29b12 =0,4131a13 =0,51b13 = 02a23 =1b23 =0,2641a14 =0,87b14 =0,192a24 =0,87b24 =0,1951a15 =0,39b15 =02a25=0,77b25=0,153a35 =0,77b35 =0,1561a16 =0,7b16 =0,122a26 =0,7b26 =0,123a360,7b36 =0,12Bessel11a11 =1b11 =021a12 =1,36b12 =0,6231a13 =0,76b13 = 02a23 =1b23 =0,4841a14 =1,34b14 =0,492a24 =0,77b24 =0,3951a15 =0,67b15 =02a25=1,14b25=0,413a35 =0,62b35 =0,3261a16 =1,22b16 =0,392a26 =0,97b26 =0,353a360,51b36 =0,28Tschebyscheff11a11 =1b11 =0(3 dB)21a12 =1,07b12 =1,9331a13 =3,35b13 = 02a23 =0,36b23 =1,1941a14 =2,19b14 =5,532a24 =0,2b24 =1,251a15 =5,63b15 =02a25=0,76b25=2,653a35 =0,12b35 =1,0761a16 =3,27b16 =11,72a26 =0,41b26 =1,993a360,08b36 =1,09
3.9.8.4. Filtre passe bande

Soit A l'amplification du filtre, B la bande passante, on commence par choisir un condensateur, puis, on calcule

R2 = 1 / (B ( C)

R1 = R2 / 2 A

R3 = 1 / ((2( f C)² x R2)

On peut rendre ce filtre ajustable en réglant R3.

3.9.8. Oscillateurs

3.9.8.1. Oscillateur sinusoïdal

Il s'agit d'un oscillateur en pont de Wien.

Le deuxième montage utilise un réseau déphaseur.

3.9.8.2. Générateur d'ondes carrées

Le schéma ci-contre est un générateur d'ondes carrées dont la fréquence est approximativement f = 1 / RC .

3.9.8.3. Générateur de fonction

Le circuit ci-contre permet de générer un signal rectangulaire et une dent de scie dont l'amplitude et la fréquence sont réglables.

Comme déjà indiqué plus haut, il convient de prévoir une résistance "talon" pour les deux réglages.

3.9.9. Déphaseur

Grâce au montage ci-contre il est possible de déphaser un signal sinusoïdal de 0 à (presque) 180°. Le déphasage est donné par ( = 2 atn (RC()

3.10. Boucle à verrouillage de phase (PLL)

Les boucles à verrouillage de phase ou Phase Locked Loop ou PLL peuvent être utilisées dans différentes applications dans le domaine radio amateur, elles peuvent être utilisées comme démodulateur FM, comme synthétiseur de fréquence, comme démodulateur FSK (démodulateur RTTY).

3.10.1. Généralités

Une boucle à verrouillage de phase est un système asservi qui comprend
un détecteur de phase,
un filtre de boucle,
un amplificateur à courant continu, et
un oscillateur commandé en tension (VCO Voltage Controlled Oscillator).
SHAPE \* MERGEFORMAT
Lorsque la boucle est ouverte (l'interrupteur est ouvert), le VCO oscille sur une fréquence f0 plus ou moins quelconque. Lorsque la boucle est fermée, le comparateur de phase compare la phase (la fréquence) du signal de référence fi (parfois appelée "entrée") avec la phase du signal produit par le VCO f0 . Ceci génère un signal d'erreur Ve(t) qui est proportionnel à le différence de phase (ou de fréquence) entre les deux signaux. Cette tension d'erreur est amplifiée et filtrée avant d'être appliquée au VCO. la tension de commande tend donc à diminuer l'écart entre f0 et la fréquence de référence.
Lorsque la fréquence d'entrée fi sera assez proche de f0 la boucle va synchroniser ou accrocher (to lock) au signal d'entrée. Lorsqu'il est verrouillé, le signal de sortie sera identique au signal 'entrée à l'exception peut être d'une infime partie qui va toujours être nécessaire générer la tension de correction.

Une boucle PLL est comparable à la boucle de contre réaction dans les circuits utilisant des ampli opérationnels, alors que pour ces derniers il s'agit d'une boucle tension-tension, pour les PLL il s'agit d'une boucle fréquence-tension.

Les PLL ont deux applications importantes

d'abord comme démodulateur de signaux modulés en fréquence : dans ce cas, la tension d'erreur est une représentation exacte de la modulation (le signal audio qui a modulé l'émetteur FM ). Il est à noter que le signal qui sera utilisé est le signal d'erreur.

ensuite comme synthétiseur de fréquence : Un diviseur de fréquence permet d'obtenir de nombreuses fréquences de sortie en utilisant un seul générateur de référence. Dans la plupart des applications, la division est contrôlée de façon électronique. Par rapport au schéma bloc précédent on incorpore un diviseur programmable ("diviseur par n") et le comparateur de phase fonctionnera alors sur une fréquence égale au pas de fréquence.

Un exemple : soit un synthétiseur pour couvrir 144 à 146 MHz par pas de 12,5 kHz (voir figure ci-dessous). Le pas de 12,5 kHz détermine automatiquement la fréquence utilisée par le comparateur de phase. La fréquence de référence sera donc de 12,5 kHz et on peut obtenir cette fréquence en divisant 6,4 MHz par 256. On part d'on d'un oscillateur à quartz à 6,4 MHz. Le facteur n depend de la fréquence à obtenir pour 144 MHz, n sera égal à 144000/12,5 soit 11520, et pour 146 MHz n sera égal à 146000/12,5 soit 11680. Le diviseur devra pouvoir être programmable pour entre n = 11520 et n = 11680. Cela correspond en fait à 160 canaux de 12,5 kHz.

Dans la pratique le circuit de commande du facteur de division sera lié aux facilités de l'émetteur-récepteur. Dans le cas du service radioamateur, il sera lié au fonctionnement du bouton VFO ou aux canaux mis en mémoire. Par contre pour les services mobiles (police, surveillance, pompiers, taxis,...) il est préférable de ne programmer dans l'émetteur-récepteur que le ou les canaux autorisés, l'affichage de fréquences en MHz sera alors remplacé par des numéros de canaux.

Le diviseur par "n" peut être commandé en parallèle c'est-à-dire avec un fil par bit (comme représenté symboliquement ci-dessous) ou il peut être commandé en série c'est-à-dire qu'on envoie le nombre qui représente le facteur de division sur un seul fil.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Un PLL est caractérisé par plusieurs paramètres de fréquences :
la fréquence centrale qui est soit la fréquence lorsqu'il n'y a pas de tension appliquée sur le VCO, soit la fréquence lorsqu'une tension moyenne est appliquée au VCO.
on définit la plage de capture comme l'écart entre les fréquences maximum et minimum pour lesquelles la boucle s'accroche.
on définit la plage de verrouillage comme la plage de fréquences pour laquelle la boucle reste verrouillée après avoir été accrochée. La plage de capture est toujours contenue dans la plage de verrouillage.

Un des inconvénients des PLL est le bruit de phase qu'il engendre, en effet à chaque instant la fréquence de sortie est soit légèrement supérieure ou légèrement inférieure à la fréquence nominale, et cette variation oblige la boucle à corriger la fréquence. Ces variations produisent du bruit de phase. Il s'agit en fait d'un bruit qui s'étale de part et d'autre de la porteuse et qui va perturber la réception. En fait ce bruit, en combinaison avec des signaux forts et hors de la bande normale de réception, produit des signaux démodulés qui altèrent la réception de petits signaux.

La figure ci-contre montre le signal "particulièrement bruité" au pied de la porteuse d'un VCO, en comparaison avec le signal produit par un oscillateur à quartz. De plus, il apparaît aux multiples de la fréquence de référence une raie un peu plus marquée. Mais, par un choix judicieux du comparateur et du filtre passe-bas on peut diminuer sensiblement ce bruit de phase et obtenir des résultats tout à fait acceptables.

Toutefois si on réduit la fréquence de coupure du filtre passe-bas
le processus de capture devient plus lent (notamment important à la mise en route du PLL)
la plage de capture diminue
mais on améliore la réjection des interférences
Nous allons maintenant examiner quelques blocs qui constituent un PLL avant de voir quelques réalisations pratiques.

3.10.2. Le VCO

Jusqu'aux environs de 30 MHz, on peut utiliser des circuits intégrés comme VCO. Au fait, ce sont des multivibrateurs un peu particuliers dont la fréquence est déterminée par un condensateur et parfois aussi par une résistance et bien évidement par une tension.

Un simple 555 peut aussi être utilisé comme VCO.

Mais plus généralement pour des fréquences inférieures à quelques dizaines de MHz, les VCO sont des circuits intégrés dédicacés. On les représente simplement par un rectangle avec les connexions aux éléments extérieurs. Nous verrons plus loin quelques applications pratiques.

Pour des fréquences supérieures au MHz les VCO sont des oscillateurs basés sur les montages classiques (Hartley, Colpits, ...) auxquels on a ajouté une diode varicap.

Outre sa plage de fréquence, un paramètre important qui caractérise le VCO est sa sensibilité, c'est-à-dire la pente de la caractéristique fréquence/tension qui s'exprime en MHz/Volt.

Cette courbe peut être linéaire ou non, peu importe.

Cette courbe est une courbe statique qui ne concerne que le VCO.

On peut aussi s'intéresser au fonctionnement dynamique en considérant toute la boucle. Pour cela il faut déconnecter le générateur de référence et le remplacer par un générateur wobulable et connecter un oscilloscope comme indiqué sur la figure a ci-contre.

Au début le système n'est pas verrouillé (de 0 à 1), puis, si on augmente la fréquence d'entrée, à l'instant 1 le système se verrouille. Si on augmente encore la fréquence d'entrée, la fréquence de sortie augmente aussi, au fait, elle suit fidèlement la fréquence d'entrée du point 2 au point 3. Arrivé au point 3, le système décroche. On continue encore jusqu'au point 5

Ensuite si on diminue la fréquence d'entrée, on retrouve une courbe similaire mais légèrement décalée.

Cette courbe montre les fréquences de verrouillage et de capture.

3.10.3. Le comparateur de phase

L'autre élément important dans une boucle d'asservissement de phase est le comparateur de phase qui va donner le signal d'erreur qui va permettre de corriger la fréquence du VCO. On distingue les comparateurs de phase basés sur un traitement analogique des signaux et des comparateurs de phase basés sur un traitement logique (numérique).

a) Les comparateurs de phase analogiques :

le phasemètre par produit : dans les techniques de modulation nous verrons qu'il est possible de faite le produit de deux signaux, si nous partons des signaux a = A cos (t et b = B cos((t +() le produit donnera AB/2 (cos (2(t +() + cos ( , en filtrant la composante à basse fréquence on obtient une grandeur proportionnelle à la phase (

le pont de phase qui utilise deux transformateurs et deux cellules détectrices (voir figure a). On peut construire le diagramme vectoriel ci-contre d'où on déduit que

VAB = ( V1² + V2² + 2 V1V2 cos ( -( V1² + V2² + 2 V1V2 cos (

si V2 >> V1 alors VAB ( 2 V1 cos (

(à noter que ce circuit est aussi utilisé comme démodulateur FM)

le modulateur en anneau (voir figure b) :

b) Les comparateurs de phase numériques :

la bascule RS (figure a) : le signal de sortie Q a une valeur moyenne qui est directement proportionnelles au déphasage. Le montage donne une image de la phase entre 0 et 360°

si les signaux à comparer ont un rapport cyclique de 1:1, on peut utiliser une porte OU exclusif (figure b), le signal de sortie varie entre 0 et un maximum (5V) pour une différence de phase de 0 à 180°.

C'est également au niveau du comparateur de phase que l'on génère le signal de verrouillage. Ce signal produit une alarme et doit théoriquement bloquer l'émetteur pour éviter d'émettre sur des fréquences aléatoires donc non autorisées.

3.10.4. Le filtre passe-bas

Le filtre passe-bas peut être une simple cellule R-C, mais on peut aussi réaliser un filtre plus efficace comme le montre la figure ci-contre.

On trouve d'abord un amplificateur avec un gain de 10x pour les variations rapides, on y trouve ensuite un filtre passe-bas dont la fc est au environ de 5 kHz, puis un filtre passe bas du second ordre (avec ampli opérationnel).

3.10.5. Le signal de référence

Le signal de référence qui sera appliqué au comparateur de phase doit être égal au pas de fréquence que l'on souhaite obtenir.

Le signal de référence provient toujours d'un oscillateur à quartz, la précision, la dérive en température, le vieillissement et la stabilité d'une PLL sont donc lié à la stabilité du quartz. Un quartz "ordinaire" donnera une précision de l'ordre de 5 ppm (5 10-6). Un quartz stabilisé en température (TCXO Temperature Compensated Crystal Oscillator) donnera une stabilité 10 fois meilleure donc de l'ordre de 0,5 ppm et un oscillateur avec un quartz stabilisé par four (OCXO Oven Controlled Crystal Oscillator) donnera une stabilité 100 fois meilleure que celle d'un quartz ordinaire donc de l'ordre de 0,05 ppm.

Pour le reste les diviseurs par "n" font partie des techniques classiques (voir les circuits logiques CMOS, TTL et ECL).

3.10.6. Les diviseurs et pré diviseurs

Lorsqu'il n'est fait appel à aucun diviseur (figure a), on parle de synthèse directe.

Mais on utilise un PLL pour ses facilités de synthèse et par exemple pour obtenir une série de fréquences (d'émission ou de réceptions) sans devoir recourir à la taille d'un quartz.

Si la fréquence de sortie du VCO n'est pas trop grande on peut utiliser des circuits diviseurs en technologie TTL ou CMOS (figure b). La relation est alors fsortie = fquartz (M/N). Le diviseur est souvent "programmable", ce qui veut dire que le facteur N peut être modifié
par des pontets à souder ou à dessouder,
par des dip switches à mettre dans la bonne position
par la programmation d'une EPROM ou d'un PIC.

La programmation peut être parallèle (comme sur la figure ci-dessous) ou série.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Si la fréquence de sortie du VCO devient trop grande, on utilise un prédiviseur (voir figure ci-contre où on n'a représenté que la partie diviseur !). Ces circuits sont généralement réalisés en techniques ECL. La relation est alors fsortie = fquartz (M/N* P). Mais un facteur N*P important signifie aussi que les spurious vont être près de la porteuse et peuvent éventuellement être gênant. Ici aussi le diviseur par N peut être fixe ou programmable.

Il existe aussi une technique de diviseurs à commutation du taux de division .

Dans ce montage, nous avons un compteur en tête qui divise soit par P soit par (P+1) en fonction du signal de commande W. Nous avons également deux compteurs A et B qui sont en fait des décompteurs : on charge ces compteurs d'une valeur (A ou B) grâce à l'entrée "load" et à chaque impulsion on décompte d'une unité. Lorsque le contenu est arrivé à 0, la sortie passe également à 0. On posera également comme hypothèse que A < B.

Imaginons que les 2 compteurs viennent d'être rechargé respectivement avec les valeurs de A et de B, le signal W est 1 et le prédiviseur est donc en position P+1. Il faut donc P+1 impulsions du VCO pour faire décompter le compteur A ou B d'une unité. Après A (P+1) impulsions, le décompteur A est arrivé à 0, sa sortie passe à 0, il envoie un 0 sur la ligne W et le prédiviseur est positionné pour compter jusqu'à P. Notez aussi que grâce à la porte ET, ce décompteur ne recevra plus d'impulsion à son entrée.

Entre temps, le compteur B aura aussi avancé de A positions, il devra encore recevoir (B-A) impulsions du prédiviseur pour arriver à la valeur qui fera basculer sa sortie. En d'autres termes, il lui faudra encore (B-A)P impulsions du VCO pour que sa sortie bascule.

En tout il aura donc fallu A(P+1) + (B-A) P impulsions ou encore AP + A + BP - AP soit BP + A impulsions. Le facteur de division de ce système est donc égal à N = BP + A.

SHAPE \* MERGEFORMAT

L'avantage du système est de ne plus devoir agir que sur des nombres A et B relativement petits donc avec peu de bits ! De plus, il existe des prédiviseurs par P et P+1 sous forme de circuits intégrés pour lesquels P est de la forme 2x ( donc par exemple 16, 32, 64, 128, ...). Le système peut évidement être étendu à des quadruples diviseurs (P , P+1 , P+4 et P+5) avec 3 compteurs (A, B et C), où finalement N = CP + 4B + A ... le principe est le même mais cela devient encore plus compliqué et sort du cadre de ce cours !

Le dernier exemple typique lorsque la fréquence du VCO est élevé est représenté à la figure e. Ici on utilise un second oscillateur à quartz travaillant sur f2 suivit d'un multiplicateur par K et on mélange ce signal avec celui du VCO. Ce qui ramène la fréquence du VCO à fVCO - Kf2 , ce signal est alors divisé par N.

3.10.7. Exemples de PLL avec la série NE560 à NE567

Il existe une série de circuits intégrés spécialisés qui comportent des PLL, dont les caractéristiques essentielles sont résumées dans le tableau ci-dessous et dont nous allons voir ici 3 exemples typiques :

fréq.
max
(MHz)plage de
verrouillage
(% de f0)tension
alimentation
(V)NE5603040+16 à +26NE5613040+16 à +26NE5623040+16 à +30NE5645030+5 à +10NE5650,5120(6 à (12NE5660,5+12 à +26NE5670,514+4,75 à +9

Le montage de la figure ci-contre est un démodulateur FM sur 10.7 MHz.

Le montage de la figure ci-contre est un démodulateur AM synchrone su 455 kHz.

SHAPE \* MERGEFORMAT

Le NE567 est un PLL qui convient parfaitement pour la démodulation de fréquences basses (0 à 500 kHz), donc pour la détection de tonalités (dans les circuits de télécommande) ou pour la réalisation de démodulateur FM (RTTY, SSTV, ...).

La figure ci-contre représente un détecteur de tonalité : R1 et C1 déterminent la fréquence du VCO. C1 sera un condensateur qui ne présente pas (ou peu) de dérive, par exemple un styroflex. Le condensateur C2 est le condensateur du filtre passe-bas. Le condensateur C3 filtre la sortie.

Les montages suivants font partie de ce qu'on appelle "synthétiseur". La fréquence, c'est à dire le facteur de division dans la boucle, peut être déterminé par des pontages à souder, par des dip-switches, par des roues codeuse ("thumb-wheels") ou par des microcontrôleurs (PIC's).

3.10.8. Synthétiseur basé sur le 4046

Le 4046 intègre deux éléments importants pour faire un PLL à savoir un VCO dont la fréquence maximum est de 1,3 MHz et un comparateur de phase. Il faudra donc lui fournir une fréquence de référence extérieure et lui adjoindre un diviseur (également extérieur).

Le schéma ci-dessous est un montage "universel" qui permet de réaliser un PLL de 3 kHz à 1 MHz par pas de 1 kHz. L'oscillateur de référence utilise un 4060 qui comporte un oscillateur et un diviseur à 14 étages permettant de diviser par 214 soit 16384 (mais malheureusement la sortie Q11 n'existe pas), donc avec un quartz à 16,384 MHz on obtient 1 kHz en Q13. Le diviser utilisé ici est un 4059 qui est un diviseur programmable par n que l'on peut configurer en décades. Dans le schéma on a donc 4 décades et on peut diviser théoriquement de 1 à 9999.

C1 et R1 déterminent la fréquence du VCO, tandis que C2, R2 et R3 forment le filtre passe bas.

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.10.9. Synthétiseur basé sur les IC MC4044 et MC4024

Bien que leurs numéros ressembler à des circuits logiques CMOS, ces deux circuits intégrés sont spécifiquement dédicacés pour réaliser des PLL. Le MC4024 comporte deux VCO , la fréquence maximum est de 25 MHz. Ici un seul des deux VCO sera utilisé. Le MC4044 comporte deux comparateurs de phase, mais ils ont des entrées communes.

SHAPE \* MERGEFORMAT

3.10.10. La famille MC145104 , -106, -107 -109 et -112

Il s'agit d'une famille de PLL CMOS dont les diviseurs programmables à commande parallèle qui est utilisée pour les domaines allant de la CB, de synthétiseur pour la bande FM et même pour des émetteurs ATV en 23 cm ou en 13 cm.

Alimentation de 4,5 à 12 V, fentrée max de 4 MHz, diviseur de référence de 29 ou 210 . Notez que 10,240 MHz divisé par 2 x 210 donne 5 kHz, le pas de fréquence est ici de 5 kHz. Diviseur programmable de jusque 28 ou 29 .

3.10.11. La multiplication de fréquence

Un PLL permet aussi de multiplier la fréquence. Un exemple typique est celui des fréquencemètres. Lorsqu'il s'agit de mesurer des fréquences très basses (disons moins de 1 kHz) avec une bonne précision il est nécessaire d'attendre très longtemps. Une technique consiste à utiliser un PLL en multiplicateur de fréquence comme illustré ci-contre.

3.10.12. La modulation de fréquence d'un PLL

Un avantage des PLL est le fait de pouvoir les moduler directement en fréquence (FM). Il suffit d'ajouter la tension de modulation à la tension de commande et d'empêcher la boucle de réagir pour des fréquences supérieures à la plus basse fréquence audio à transmettre, donc si on veut moduler avec une BF de 300 à 3500 Hz, il faudra que le filtre passe-bas du PLL ne laisse pas passer de fréquences supérieure à disons 100 Hz.

3.11. La synthèse directe de fréquence (DDS)

La synthèse directe de fréquence ne fait pas partie du programme HAREC, toutefois comme la plupart des transceivers modernes utilisent cette technique, il serait dommage de ne pas savoir ce que c'est !

La figure ci contre montre un système à synthèse directe de fréquence encore appelé Direct Digital Synthesizer ou DDS. Ce type de synthétiseur est basé sur le fait qu'on peut définir un signal en spécifiant une série de valeurs (d'une sinusoïde ou d'une cosinusoïde) pris à des intervalles égaux. Un oscillateur à quartz définit la vitesse d'échantillonnage.

L'incrément de phase, à l'entrée de l'additionneur, définit le nombre d'échantillons en un cycle. Le signal d'horloge de l'oscillateur commande l'accumulateur de phase et provoque un échantillonnage du signal qui sort de l'additionneur, puis d'incrémenter l'additionner de l'incrément de phase. La valeur de l'accumulateur de phase varie de 0 à 360. La table dans la ROM, contient les valeurs d'une sinusoïde pour chaque angle de l'accumulateur de phase.

Supposons que notre synthétiseur utilise un oscillateur à quartz de 10 kHz. Ceci signifie qu'il y aura un échantillon toutes les 0,1 ms. Si l'incrément de phase vaut 36°, il y aura donc 10 échantillons par cycle, par exemple à 0°, 36° , 72° , 108° , 144° , 180° , 216° , 252° , 288° et 324°. Le temps total pour faire ces 10 échantillons sera donc de 10 x 0,1 ms = 1 ms. Ce qui signifie que le signal aura une fréquence de 1 kHz. (voir figure b).

Les valeurs sinusoïdales sont envoyées à un convertisseur numérique/analogique (DAC) et la sortie analogique est envoyée vers un filtre passe bas. Ce filtre passe bas, encore appelé anti replis ou anti alias. Un beau signal sinusoïdal en résulte (voir figure c).

Nous pouvons changer la fréquence du signal en changeant l'incrément de phase. Si nous prenons par exemple 72°, chaque cycle va durer 0,5 ms , et la fréquence de sortie sera donc de 2 kHz.

Le DDS présente comme inconvénient d'avoir besoin d'un système de contrôle assez compliqué pour donner le bon incrément de phase. Pour cela on emploie un microcontrôleur ou un ordinateur. On n'a plus de problème de bruit de phase comme pour les PLL. Toutefois il apparaît des impuretés spectrales pour des fréquences bien particulières.

On emploie parfois aussi une combinaison de PLL et de DDS.

3.12 Traitement numérique du signal (DSP)

FIR et IIR
Transformée de Fourier (DFT et FFT)
DDS : a été vu au § 3.11.

Nous venons ainsi de terminer la partie du cours la plus théorique. Tout ce que nous venons de voir peut entrer dans le cadre d'un cours d'électronique classique. Nous avons cependant essayé de nous polariser sur les applications "radioamateurs". Les chapitres qui vont suivre seront eux consacré entièrement à la radio.

Bon courage !

3.13. Le programme HAREC

Que faut-il connaître d'après le programme HAREC ?

Vilnius
2004CHAPITRE 33. CIRCUITS3.1 Combinaison de composants- Circuits en série et en parallèle de résistances, bobines, condensateurs, transformateurs et diodes- Courant et voltage dans ces circuits- Impédance-- Comportement de résistances, condensateurs et bobines réelles (non idéales) en haute fréquence+3.2 Filtre- Filtres séries et parallèles- Impédances- Fréquences caratéristiques [ f = 1 / 2 ( ( L C ]- Fréquence de résonance :- Facteur de qualité d'un circuit accordé : [ Q = 2 ( f L / Rs ; Q = Rp / 2 ( f L ; Q = fres / B ]- Largeur de bande- Filtre passe bande- Filtres passe-bas, passe-haut, passe-bande et coupe-bande composés d'éléments passifs- Réponse en fréquence- Filtre Pi et filtre T- Cristal à quartz- Effets dus aux composants réel ( = non idéaux)+- Filtres numériques (voir sections 1.10 et 3.8)+3.3 Alimentation- Circuits de redressement demi-onde et onde entière et redresseurs en pont- Circuits de filtrage- Circuits de stabilisation dans les alimentations à basse tension- Alimentations à découpage, isolation et CEM+3.4 Amplificateur- Amplificateurs à basse fréquence [BF] et à hautes fréquences [HF]- Facteur d'amplification- Caractéristique amplitude/fréquence et largeur de bande- Classes de polarisation A, A/B, B et C- Harmoniques [distorsions non désirées], surcharges des étages amplificateur3.5 Détecteur- Détecteur de modulation d'amplitude (AM)- Détecteur à diode- Détecteur de produit- Détecteur de modulation de fréquence (FM)- Détecteur de pente-- Discriminateur Foster-Seeley-- Détecteurs pour la télégraphie (CW) et pour la bande latérale unique (BLU)-3.6 Oscillateur- Couplage (oscillations désirées et non désirées)+- Facteurs affectant la fréquence et les conditions de stabilité nécessaire pour l'oscillation- Oscillateur LC- Oscillateur à quartz, oscillateur sur fréquences harmoniques et overtone- Bruit de phase+3.7 Boucle de verrouillage de phase (PLL)- Boucle de verrouillage avec circuit comparateur de phase- Synthèse de fréquence grâce à un diviseur programmable dans la boucle+3.8 Traitement numérique du signale (DSP)+- Filtres FIR et IIR+- Transformation de Fourrier (DFT; FFT; représentation graphique)+- DDS (Direct Digital Synthesis)+

3.14b. Table des matières

TOC \o "1-3" \h \z \u HYPERLINK \l "_Toc240939937" 3.5. Les amplificateurs PAGEREF _Toc240939937 \h 1
HYPERLINK \l "_Toc240939938" 3.5.1. Principe de l'amplification PAGEREF _Toc240939938 \h 1
HYPERLINK \l "_Toc240939939" 3.5.1.1. Principe de l'amplification avec un transistor bipolaire PAGEREF _Toc240939939 \h 1
HYPERLINK \l "_Toc240939940" 3.5.1.2. Principe de l'amplification avec un transistor FET PAGEREF _Toc240939940 \h 4
HYPERLINK \l "_Toc240939941" 3.5.1.3. Principe de l'amplification avec un tube PAGEREF _Toc240939941 \h 6
HYPERLINK \l "_Toc240939942" 3.5.1.4. Remarques générales PAGEREF _Toc240939942 \h 7
HYPERLINK \l "_Toc240939943" 3.5.2. Les classes d'amplifications PAGEREF _Toc240939943 \h 8
HYPERLINK \l "_Toc240939944" 3.5.3. Amplificateurs de tension, de courant et de puissance PAGEREF _Toc240939944 \h 9
HYPERLINK \l "_Toc240939945" 3.5.4. Facteur d'amplification ou gain d'un amplificateur PAGEREF _Toc240939945 \h 10
HYPERLINK \l "_Toc240939946" 3.5.5. Les amplificateurs à transistors bipolaires PAGEREF _Toc240939946 \h 11
HYPERLINK \l "_Toc240939947" 3.5.5.1. Le montage émetteur commun PAGEREF _Toc240939947 \h 11
HYPERLINK \l "_Toc240939948" 3.5.5.2. Le montage base commune PAGEREF _Toc240939948 \h 13
HYPERLINK \l "_Toc240939949" 3.5.5.3. Le montage collecteur commun PAGEREF _Toc240939949 \h 13
HYPERLINK \l "_Toc240939950" 3.5.5.4. PNP , NPN , alimentation positive, alimentation négative PAGEREF _Toc240939950 \h 14
HYPERLINK \l "_Toc240939951" 3.5.5.5. Le montage Darlington PAGEREF _Toc240939951 \h 15
HYPERLINK \l "_Toc240939952" 3.5.5.6. Le montage push-pull PAGEREF _Toc240939952 \h 16
HYPERLINK \l "_Toc240939953" 3.5.5.7. Le montage cascode PAGEREF _Toc240939953 \h 17
HYPERLINK \l "_Toc240939954" 3.5.5.8. Le montage "source de courant" PAGEREF _Toc240939954 \h 17
HYPERLINK \l "_Toc240939955" 3.5.5.9. Le montage "miroir de courant" PAGEREF _Toc240939955 \h 17
HYPERLINK \l "_Toc240939956" 3.5.5.10. L'amplificateur différentiel PAGEREF _Toc240939956 \h 18
HYPERLINK \l "_Toc240939957" 3.5.5.11. Le transistor en tant que commutateur PAGEREF _Toc240939957 \h 19
HYPERLINK \l "_Toc240939958" 3.5.6. Effet de la température dans les transistors bipolaires PAGEREF _Toc240939958 \h 21
HYPERLINK \l "_Toc240939959" 3.5.7. Procédés de polarisation des transistors bipolaires PAGEREF _Toc240939959 \h 22
HYPERLINK \l "_Toc240939960" 3.5.7.1. Polarisation par pile (source séparée) et résistance de base PAGEREF _Toc240939960 \h 22
HYPERLINK \l "_Toc240939961" 3.5.7.2. Polarisation par pont de base PAGEREF _Toc240939961 \h 22
HYPERLINK \l "_Toc240939962" 3.5.7.3. Polarisation par pont de base et résistance d'émetteur PAGEREF _Toc240939962 \h 22
HYPERLINK \l "_Toc240939963" 3.5.7.4. Pont de base à partir du collecteur PAGEREF _Toc240939963 \h 23
HYPERLINK \l "_Toc240939964" 3.5.8. Les amplificateurs à transistors FET PAGEREF _Toc240939964 \h 24
HYPERLINK \l "_Toc240939965" 3.5.8.1. Le montage source commune PAGEREF _Toc240939965 \h 24
HYPERLINK \l "_Toc240939966" 3.5.8.2. Le montage drain commun PAGEREF _Toc240939966 \h 24
HYPERLINK \l "_Toc240939967" 3.5.8.3. Le montage grille commune PAGEREF _Toc240939967 \h 24
HYPERLINK \l "_Toc240939968" 3.5.8.4. Le transistor MOSFET en tant que commutateur PAGEREF _Toc240939968 \h 24
HYPERLINK \l "_Toc240939969" 3.5.9. La réaction et la contre réaction PAGEREF _Toc240939969 \h 26
HYPERLINK \l "_Toc240939970" 3.5.10. Les amplificateurs à tubes PAGEREF _Toc240939970 \h 26
HYPERLINK \l "_Toc240939971" 3.5.11. Les amplificateurs basse fréquence (audiofréquence) PAGEREF _Toc240939971 \h 27
HYPERLINK \l "_Toc240939972" 3.5.11.1. Préamplificateur audio PAGEREF _Toc240939972 \h 27
HYPERLINK \l "_Toc240939973" 3.5.11.2. Lignes symétriques et asymétriques PAGEREF _Toc240939973 \h 28
HYPERLINK \l "_Toc240939974" 3.5.11.3. Etages de correction de la bande passante PAGEREF _Toc240939974 \h 28
HYPERLINK \l "_Toc240939975" 3.5.11.4. Ampli audio de puissance PAGEREF _Toc240939975 \h 30
HYPERLINK \l "_Toc240939976" 3.5.11.5. Les amplificateurs en pont ("bridging"). PAGEREF _Toc240939976 \h 30
HYPERLINK \l "_Toc240939977" 3.5.12. Les amplificateurs à fréquence intermédiaire et les ampli HF PAGEREF _Toc240939977 \h 32
HYPERLINK \l "_Toc240939978" 3.5.13. Amplificateurs RF de puissance PAGEREF _Toc240939978 \h 32
HYPERLINK \l "_Toc240939979" 3.5.14. La stabilité des amplificateurs PAGEREF _Toc240939979 \h 32
HYPERLINK \l "_Toc240939980" 3.6. Les détecteurs PAGEREF _Toc240939980 \h 33
HYPERLINK \l "_Toc240939981" 3.7. Les oscillateurs PAGEREF _Toc240939981 \h 33
HYPERLINK \l "_Toc240939982" 3.8. Les circuits logiques PAGEREF _Toc240939982 \h 34
HYPERLINK \l "_Toc240939983" 3.8.2. Adaptation aux signaux d'entrée PAGEREF _Toc240939983 \h 36
HYPERLINK \l "_Toc240939984" 3.8.3. Adaptation à la charge PAGEREF _Toc240939984 \h 37
HYPERLINK \l "_Toc240939985" 3.8.4. Logique combinatoire PAGEREF _Toc240939985 \h 38
HYPERLINK \l "_Toc240939986" 3.8.5. Logique séquentielle PAGEREF _Toc240939986 \h 38
HYPERLINK \l "_Toc240939987" 3.8.6. Oscillateurs PAGEREF _Toc240939987 \h 39
HYPERLINK \l "_Toc240939988" 3.8.7. Génération d'impulsions sur flanc montant ou descendant PAGEREF _Toc240939988 \h 40
HYPERLINK \l "_Toc240939989" 3.8.8. Impulsion retardée PAGEREF _Toc240939989 \h 40
HYPERLINK \l "_Toc240939990" 3.8.9. Allongement d'une impulsion PAGEREF _Toc240939990 \h 41
HYPERLINK \l "_Toc240939991" 3.8.10. Diviseur par "n" PAGEREF _Toc240939991 \h 41
HYPERLINK \l "_Toc240939992" 3.9. Les amplificateurs opérationnels PAGEREF _Toc240939992 \h 44
HYPERLINK \l "_Toc240939993" 3.9.1. Deux types d'alimentation PAGEREF _Toc240939993 \h 44
HYPERLINK \l "_Toc240939994" 3.9.2. Les deux montages fondamentaux : l'ampli inverseur et l'ampli non inverseur PAGEREF _Toc240939994 \h 45
HYPERLINK \l "_Toc240939995" 3.9.3. Le montage suiveur de tension PAGEREF _Toc240939995 \h 45
HYPERLINK \l "_Toc240939996" 3.9.4. Amplificateur différentiel PAGEREF _Toc240939996 \h 46
HYPERLINK \l "_Toc240939997" 3.9.5. Comparateur de tension PAGEREF _Toc240939997 \h 46
HYPERLINK \l "_Toc240939998" 3.9.6. Trigger de Schmitt PAGEREF _Toc240939998 \h 47
HYPERLINK \l "_Toc240939999" 3.9.7. Intégrateur et différenciateur PAGEREF _Toc240939999 \h 48
HYPERLINK \l "_Toc240940000" 3.9.8. Filtres actifs PAGEREF _Toc240940000 \h 49
HYPERLINK \l "_Toc240940001" 3.9.8.1. Filtres passe bas PAGEREF _Toc240940001 \h 49
HYPERLINK \l "_Toc240940002" 3.9.8.2. Filtres passe haut PAGEREF _Toc240940002 \h 49
HYPERLINK \l "_Toc240940003" 3.9.7.3. Procédure de calcul PAGEREF _Toc240940003 \h 50
HYPERLINK \l "_Toc240940004" 3.9.8.4. Filtre passe bande PAGEREF _Toc240940004 \h 51
HYPERLINK \l "_Toc240940005" 3.9.8. Oscillateurs PAGEREF _Toc240940005 \h 51
HYPERLINK \l "_Toc240940006" 3.9.8.1. Oscillateur sinusoïdal PAGEREF _Toc240940006 \h 51
HYPERLINK \l "_Toc240940007" 3.9.8.2. Générateur d'ondes carrées PAGEREF _Toc240940007 \h 52
HYPERLINK \l "_Toc240940008" 3.9.8.3. Générateur de fonction PAGEREF _Toc240940008 \h 52
HYPERLINK \l "_Toc240940009" 3.9.9. Déphaseur PAGEREF _Toc240940009 \h 52
HYPERLINK \l "_Toc240940010" 3.10. Boucle à verrouillage de phase (PLL) PAGEREF _Toc240940010 \h 53
HYPERLINK \l "_Toc240940011" 3.10.1. Généralités PAGEREF _Toc240940011 \h 53
HYPERLINK \l "_Toc240940012" 3.10.2. Le VCO PAGEREF _Toc240940012 \h 55
HYPERLINK \l "_Toc240940013" 3.10.3. Le comparateur de phase PAGEREF _Toc240940013 \h 57
HYPERLINK \l "_Toc240940014" 3.10.4. Le filtre passe-bas PAGEREF _Toc240940014 \h 58
HYPERLINK \l "_Toc240940015" 3.10.5. Le signal de référence PAGEREF _Toc240940015 \h 58
HYPERLINK \l "_Toc240940016" 3.10.6. Les diviseurs et pré diviseurs PAGEREF _Toc240940016 \h 59
HYPERLINK \l "_Toc240940017" 3.10.7. Exemples de PLL avec la série NE560 à NE567 PAGEREF _Toc240940017 \h 61
HYPERLINK \l "_Toc240940018" 3.10.8. Synthétiseur basé sur le 4046 PAGEREF _Toc240940018 \h 63
HYPERLINK \l "_Toc240940019" 3.10.9. Synthétiseur basé sur les IC MC4044 et MC4024 PAGEREF _Toc240940019 \h 63
HYPERLINK \l "_Toc240940020" 3.10.10. La famille MC145104 , -10
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HYPERLINK \l "_Toc240940021" 3.10.11. La multiplication de fréquence PAGEREF _Toc240940021 \h 64
HYPERLINK \l "_Toc240940022" 3.10.12. La modulation de fréquence d'un PLL PAGEREF _Toc240940022 \h 64
HYPERLINK \l "_Toc240940023" 3.11. La synthèse directe de fréquence (DDS) PAGEREF _Toc240940023 \h 65
HYPERLINK \l "_Toc240940024" 3.12 Traitement numérique du signal (DSP) PAGEREF _Toc240940024 \h 66
HYPERLINK \l "_Toc240940025" 3.13. Le programme HAREC PAGEREF _Toc240940025 \h 67
HYPERLINK \l "_Toc240940026" 3.14b. Table des matières PAGEREF _Toc240940026 \h 69

IC (VCE) est une représentation mathématique et se lit " IC en fonction de VCE " d'autres auteurs utilisent IC = f (VCE) qui se lit également IC en fonction de VCE .

1 Siemens = 1 Ampère / 1 Volt ( 1 mS = 1mA / 1V et 1µS = 1µA / 1 V
Un radioamateur qui ne connaît pas sa table des dB est indigne de sa licence

Pour des mesures à l'oscilloscope par exemple, il est bon de retenir de + 1 dB correspond à 12 % de plus. En dessous de 1 dB, on peut, en première approximation, considérer que la loi de variation est linéaire. Donc 0,2 dB correspond, grosso modo à 0,2 x 12 % = 2,4 % .

Alors qu'un transistor bipolaire est commandé en courant.
Le terme audio fréquence comme son nom l'indique se rapporte aux fréquences que l'oreille humaine peut entendre, celle qui correspond aussi aux instruments de musique, c.-à-d. celle qui va de 20 Hz à 20.000 Hz. Le terme basse fréquence est plus relatif, 30 MHz est bas par rapport à 1 GHz mais dans l'acceptation générale on considère que les termes audio fréquence et basse fréquence désignent la même chose.
Voir chapitre 2

Autrement dit :si une seule entrée d'une porte NAND sont à 0 , la sortie est à 1
Un compteur 212 permet de compter jusqu'à 4096 mais puisque ce montage est suivit d'un diviseur par 2, nous aurons bien 8192 !
Ce paragraphe doit être considéré comme une application, un exercice.
Cet interrupteur a été dessiné pour des raisons pédagogiques : dans la pratique cet interrupteur n'existe pas !
Si la fréquence de référence est plus grande que le pas de fréquence, on ne pourra pas obtenir certaines fréquences, si par exemple la fréquence de référence est 3 x le pas, on ne pourra obtenir que les multiples de 3 x le pas. La fréquence de référence pourrait être un sous multiple du pas, mais alors le bruit de phase va augmenter.
Un oscillateur à quartz présente typiquement un bruit de -70 dBc à 1 kHz.
En anglais "dual modulus prescaler".
Pour mesurer au 1/10ème de hertz il faut mesurer pendant 10 secondes, au 1/100ème pendant 100 secondes, et ainsi de suite.
Ceci constitue une nouvelle matière dans le programme HAREC et a été introduit lors de la réunion de Vilnius en 2004.
Cette colonne indique la nouvelle matière ajoutée lors de la réunion CEPT de 2004.

Cours de radioamateur
en vue de l'obtention de la licence complète HAREC +

Chapitre 3b: Les circuits p PAGE 1/ NUMPAGES 70 - 27/09/2009
( 2001- 2009 - Pierre Cornélis, ON7PC

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3.5.7. Procédés de polarisation des transistors ... - Examen corrige

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Other exersises: